Învățați-vă 6 abilități de proiectare a sursei de alimentare
01 Amplificator magnetic de ferită în sursa de alimentare Flyback
Pentru o sursă flyback cu două ieșiri cu putere reală pe ambele ieșiri (5V 2A și 12V 3A, ambele reglate cu ± 5 la sută), atunci când tensiunea ajunge la 12 V, aceasta intră într-o stare de sarcină zero și nu se poate ajusta în limita de 5 la sută. Un regulator liniar este o soluție viabilă, dar totuși nu este ideală din cauza costului ridicat și a pierderii de eficiență.
Soluția noastră sugerată este să folosim un amplificator magnetic la ieșirea de 12V, chiar și o topologie flyback poate fi folosită. Pentru a reduce costurile, se recomandă utilizarea unui amplificator magnetic din ferită. Cu toate acestea, circuitul de control al amplificatorului magnetic din ferită este diferit de cel al materialului tradițional de buclă de histerezis dreptunghiular (material cu permeabilitate magnetică ridicată). Circuitul de control al feritei (D1 și Q1) absorb curentul pentru a menține puterea la ieșire. Acest circuit a fost testat temeinic. Înfășurările transformatorului sunt proiectate pentru ieșiri de 5V și 13V. Circuitul poate obține chiar și o putere de intrare sub-1W (5V 300mW și 12V sarcină zero) în timp ce realizează o reglare de ±5% a ieșirii de 12V.
02 Folosiți un circuit existent de arc pentru a asigura protecție la supracurent
Luați în considerare sursele flyback de 5V 2A și 12V 3A. Una dintre specificațiile cheie ale acestei surse de alimentare este protecția la supra-putere (OPP) la ieșirea de 5 V atunci când ieșirea de 12 V nu atinge sarcina sau o sarcină foarte ușoară. Ambele ieșiri prezintă o cerință de reglare a tensiunii de ±5 procente.
Pentru soluțiile comune, utilizarea rezistențelor de detectare degradează performanța de reglare încrucișată, iar siguranțele sunt scumpe. Cu toate acestea, sunt acum disponibile circuite pentru protecția la supratensiune (OVP). Acest circuit este capabil să îndeplinească atât cerințele OPP, cât și cerințele de reglare a tensiunii, care pot fi atinse prin utilizarea unui circuit cu arc parțial.
R1 și VR1 formează o preîncărcare activă pe ieșirea de 12V, care permite reglarea la 12V atunci când ieșirea de 12V este încărcată ușor. Când ieșirea de 5V este în stare de suprasarcină, tensiunea de la ieșirea de 5V va scădea. Sarcinile false atrag mult curent. O cădere de tensiune pe R1 poate fi utilizată pentru a detecta acest curent mare. Q1 pornește și declanșează circuitul OPP.
03 Regulator de șunt activ și preîncărcare
Flyback este în prezent cea mai populară topologie în domeniul comutării produselor de alimentare de la tensiunea de linie AC la tensiune joasă DC. Un motiv major pentru aceasta este rentabilitatea unică a furnizării de mai multe tensiuni de ieșire prin simpla adăugare de înfășurări suplimentare la secundarul transformatorului.
În mod obișnuit, feedback-ul vine de la ieșirea cu cele mai stricte cerințe de toleranță la ieșire. Această ieșire definește apoi spirele pe volt pentru toate celelalte înfășurări secundare. Datorită efectelor inductanței de scurgere, ieșirile nu pot atinge întotdeauna reglarea încrucișată a tensiunii de ieșire dorită, mai ales dacă o anumită ieșire poate fi descărcată sau foarte puțin încărcată, deoarece celelalte ieșiri sunt complet încărcate.
Un post-regulator sau o sarcină inactivă poate fi utilizată pentru a preveni creșterea tensiunii la ieșire în astfel de condiții. Cu toate acestea, din cauza costului crescut și a eficienței reduse a post-regulatoarelor sau a sarcinilor fictive, acestea nu au fost suficient de atractive, mai ales în ultimii ani pentru consumul de energie de intrare fără sarcină și/sau în standby în multe aplicații de consum. În condițiile cerințelor de reglementare din ce în ce mai stricte, acest design a început să fie neglijat. Regulatorul activ de șunt prezentat în Figura 3 nu numai că rezolvă problema de reglare a tensiunii, ci și minimizează impactul costului și eficienței.
Circuitul funcționează după cum urmează: Când ambele ieșiri sunt în reglare, divizorul de rezistență R14 și tranzistorul de polarizare R13 Q5, care ține Q4 și Q1 oprite. În aceste condiții de funcționare, curentul prin Q5 acționează ca o mică preîncărcare pe ieșirea de 5V.
Diferența standard dintre ieșirea de 5 V și ieșirea de 3,3 V este de 1,7 V. Când sarcina necesită curent suplimentar de la ieșirea de 3,3 V fără o creștere egală a curentului de sarcină de la ieșirea de 5 V, tensiunea de ieșire va crește în comparație cu ieșirea de 3,3 V. Cu o diferență de tensiune mai mare de aproximativ 100 mV, Q5 va fi polarizat, pornind Q4 și Q1 și permițând curentului să curgă de la ieșirea de 5V la ieșirea de 3,3V. Acest curent va scădea tensiunea la ieșirea de 5V, reducând diferența de tensiune dintre cele două ieșiri.
Cantitatea de curent din Q1 este determinată de diferența de tensiune la cele două ieșiri. Prin urmare, circuitul poate menține ambele ieșiri reglate, indiferent de încărcarea lor, chiar și în cel mai rău caz, în care ieșirea de 3,3V este încărcată complet și ieșirea de 5V este descărcată. Q5 și Q4 în proiectare asigură compensarea temperaturii, deoarece schimbările de temperatură VBE din fiecare tranzistor se anulează reciproc. Diodele D8 și D9 nu sunt necesare, dar pot fi utilizate pentru a reduce disiparea puterii în Q1, eliminând necesitatea de a adăuga un radiator la design.
Circuitul răspunde doar la diferența relativă dintre cele două tensiuni și este în mare parte inactiv în condiții de sarcină maximă și ușoară. Deoarece regulatorul de șunt este conectat de la ieșirea de 5V la ieșirea de 3,3V, circuitul poate reduce disiparea activă cu 66% în comparație cu un regulator de șunt cu împământare. Rezultatul este o eficiență ridicată la sarcină maximă și un consum redus de energie de la sarcină ușoară la fără sarcină.
04 Sursă de alimentare cu comutare de intrare de înaltă tensiune utilizând StackFET
Echipamentele industriale care funcționează cu curent alternativ trifazat necesită adesea o treaptă de putere auxiliară care poate furniza curent continuu reglat de joasă tensiune pentru circuitele analogice și digitale. Exemple de astfel de aplicații includ unități industriale, sisteme UPS și contoare de energie.
Specificațiile pentru acest tip de sursă de alimentare sunt mult mai stricte decât cele cerute pentru întrerupătoarele standard de la raft. Nu numai că tensiunile de intrare sunt mai mari în aceste aplicații, dar echipamentele proiectate pentru aplicații trifazate în medii industriale trebuie, de asemenea, să tolereze fluctuații foarte mari, inclusiv timpi prelungiți de cădere, supratensiuni și pierderea ocazională a uneia sau mai multor faze. De asemenea, intervalul de tensiune de intrare specificat pentru aceste surse auxiliare poate fi de la 57 VAC până la 580 VAC.
Proiectarea unei astfel de surse de alimentare cu comutație cu gamă largă poate fi o provocare, în principal din cauza costului ridicat al MOSFET-urilor de înaltă tensiune și a limitării intervalului dinamic al buclelor de control PWM tradiționale. Tehnologia StackFET permite combinarea unor MOSFET-uri de joasă tensiune evaluate la 600 V și controlere integrate de alimentare de la Power Integrations, permițând proiectarea simplă și ieftină a surselor de alimentare comutatoare capabile să funcționeze pe o gamă largă de tensiune de intrare.
Circuitul funcționează după cum urmează: Curentul de la intrarea circuitului poate proveni dintr-un sistem trifazat cu trei sau patru fire sau chiar dintr-un sistem monofazat. Redresorul trifazat este format din diode D1-D8. Rezistoarele R1-R4 asigură limitarea curentului de pornire. Dacă sunt utilizate rezistențe fuzibile, aceste rezistențe pot fi deconectate în siguranță în timpul unei defecțiuni, fără a fi nevoie de o siguranță separată. Filtrul pi este format din C5, C6, C7, C8 și L1 pentru a filtra tensiunea DC rectificată.
Rezistoarele R13 și R15 sunt folosite pentru a echilibra tensiunea dintre condensatorii filtrului de intrare. Când MOSFET-ul din interiorul comutatorului integrat (U1) se pornește, sursa lui Q1 va fi redusă, R6, R7 și R8 vor furniza curent de poartă, iar capacitatea de joncțiune de la VR1 la VR3 va porni Q1. Dioda Zener VR4 este utilizată pentru a limita tensiunea sursă-portă aplicată la Q1. Când MOSFET-ul din U1 este oprit, tensiunea maximă de scurgere a lui U1 este fixată de o rețea de prindere de 450 V formată din VR1, VR2 și VR3. Aceasta limitează tensiunea de scurgere a lui U1 la aproximativ 450 V.
Orice tensiune suplimentară la capătul înfășurării conectate la Q1 va fi aplicată la Q1. Acest design distribuie eficient tensiunea DC de intrare totală redresată și tensiunea de retur între Q1 și U1. Rezistorul R9 este utilizat pentru a limita oscilațiile de înaltă frecvență în timpul comutării, iar rețeaua de cleme VR5, D9 și R10 este utilizată pentru a limita tensiunea de vârf pe primar din cauza inductanței de scurgere în timpul intervalului de retur.
Rectificarea ieșirii este asigurată de D1. C2 este filtrul de ieșire. L2 și C3 formează un filtru secundar pentru a reduce ondulația de comutare la ieșire.
VR6 pornește atunci când tensiunea de ieșire depășește căderea totală de tensiune pe dioda optocupler și VR6. O modificare a tensiunii de ieșire determină o modificare a fluxului de curent prin dioda optocuplor din U2, care, la rândul său, modifică fluxul de curent prin tranzistor din U2B. Când acest curent depășește curentul de prag al pinului FB al lui U1, ciclul următor este inhibat. Reglarea ieșirii poate fi realizată prin controlul numărului de cicluri de activare și dezactivare. Odată ce un ciclu de comutare este pornit, ciclul se termină când curentul crește la limita de curent internă a U1. R11 este utilizat pentru a limita curentul prin optocupler în timpul sarcinilor tranzitorii și pentru a regla câștigul buclei de feedback. Rezistorul R12 este folosit pentru polarizarea diodei Zener VR6.
IC U1 (LNK 304) are funcții încorporate, astfel încât circuitul să fie protejat împotriva pierderii semnalului de feedback, scurtcircuit la ieșire și suprasarcină. Deoarece U1 este alimentat direct de la pinul său DRAIN, nu este necesară nicio înfășurare de polarizare suplimentară pe transformator. C4 este utilizat pentru a asigura decuplarea internă a alimentării.
05 O selecție bună de diode redresoare poate simplifica și reduce costul circuitelor de filtrare EMI în convertoarele AC/DC
Acest circuit poate simplifica și reduce costul circuitelor de filtru EMI în convertoarele AC/DC. Pentru a face o sursă de alimentare AC/DC compatibilă EMI necesită utilizarea unui număr mare de componente de filtru EMI, cum ar fi condensatorii X și Y. Circuitele de intrare standard pentru sursele de alimentare AC/DC includ un redresor în punte pentru a redresa tensiunea de intrare (de obicei 50-60 Hz). Deoarece aceasta este o tensiune de intrare AC de joasă frecvență, pot fi utilizate diode standard, cum ar fi seria de diode 1N400X, și pentru că acestea sunt cele mai puțin costisitoare.
Aceste dispozitive de filtrare sunt utilizate pentru a reduce EMI generate de sursa de alimentare pentru a se conforma cu limitele EMI publicate. Cu toate acestea, deoarece măsurătorile utilizate pentru înregistrarea EMI sunt începute doar la 150 kHz, iar frecvența tensiunii de linie AC este de numai 50 sau 60 Hz, timpul de recuperare inversă al diodelor standard (a se vedea figura 5-1) utilizată în redresoarele în punte este relativ lent. lung și, de obicei, nu are legătură directă cu generarea EMI.
Cu toate acestea, circuitele de filtru de intrare în trecut includeau uneori condensatori în paralel cu redresorul în punte pentru a suprima orice forme de undă de înaltă frecvență cauzate de rectificarea tensiunii de intrare de joasă frecvență.
Acești condensatori nu sunt necesari dacă în redresorul în punte sunt utilizate diode de recuperare rapidă. Când tensiunea pe aceste diode începe să se inverseze, ele revin foarte repede (a se vedea figura 5-2). Acest lucru reduce excitația inductivă a liniei parazite în linia de intrare AC prin reducerea ulterioare a declanșării de înaltă frecvență și a EMI. Deoarece 2 diode pot conduce fiecare jumătate de ciclu, doar 2 din cele 4 diode trebuie să fie tipuri de recuperare rapidă. De asemenea, doar una dintre cele două diode care conduc fiecare jumătate de ciclu trebuie să aibă o caracteristică de recuperare rapidă.
Formele de undă ale tensiunii de intrare și ale curentului arată ruptura diodei la sfârșitul recuperării inverse.
06 Utilizați Soft-Start pentru a dezactiva ieșirile low-cost pentru a conține vârfurile de curent
Pentru a îndeplini specificațiile stricte de alimentare de așteptare, unele surse de alimentare cu ieșire multiple sunt proiectate pentru a deconecta ieșirea atunci când semnalul de așteptare este activ.
De obicei, acest lucru se realizează prin oprirea unui tranzistor bipolar de bypass în serie (BJT) sau MOSFET. Pentru ieșiri de curent scăzut, BJT-urile pot fi o alternativă potrivită și mai puțin costisitoare la MOSFET-urile dacă transformatorul de putere este proiectat ținând cont de căderea suplimentară de tensiune pe tranzistoare.
